术篇
[编者按]此文获得由本刊承办的“华为电气杯”论文大奖赛一等奖（只有一名），它代表
了我国当前电源领域的学术水平，经作者同意作为本期首篇文章介绍给读者。
全桥电流源高频链逆变器
Full－bridgeCurrentModeHigh－frequencyLinkInverter
浙江大学电机系黄敏超徐德鸿应建平林渭勋（杭州310027）
摘要：全桥电流源高频链逆变器基于Flyback变换器，由全桥高频逆变器、高频变压器和周波变换器三部分组成。其高频变压器不仅能实现电隔离和电压增益的调整功能，而且还能存储能量。该逆变器解决了电压源高频链逆变器固有的电压过冲问题，降低了周波变换器的开关损耗，简化了高频变压器的结构，减低了逆变器的开关电压应力。本文介绍了其拓扑结构、工作原理、控制方案和简要的设计。仿真结果和样机的实验结果证明该逆变器具有下述优点：紧凑的拓扑结构、简单的控制方案和高频变压器结构、良好的动态响应、带非线性负载能力和低开关电压应力。
关键词：高频链逆变器拓扑仿真
1引论
近来，高频链逆变技术引起了人们越来越浓的研究兴趣。高频链逆变技术用高频变压器来代替传统逆变器中笨重的工频变压器，大大减小了逆变器的体积和重量。
在本文中，根据高频变压器的功能将现有的高频链逆变器分成两类：电压源和电流源。区别于电压源高频链逆变器，电流源高频链逆变器中的高频变压器不仅能实现电隔离和电压增益的调整，而且有存储能量的功能。
图1所示为目前应用最广的单向电压源高频链逆变器框图。然后该方案只能单向传输功率，而且需要三级功率变换DC－HFAC－DC－AC，导致较高的通态损耗[1]。
图1单向电压源高频链逆变器
图2所示为双向电压源高频链逆变器的框图，该方案是目前实现双向传输功率的常用方案[1,2,3]。该方案省去了图1所示方案中的DC环节，只需三级功率变换级（DC－HFAC－AC），减小了逆变器的通态损耗。然而，该方案存在一个固有的电压过冲问题：当高频变压器中连续的电流被周波变换器的器件换流打断时，存储在高频变压器漏感中的能量将失去其释放回路，从而导致高频变压器和周波变换器之间的电压过冲。于是，就必须采用缓冲回路或有源钳位电路来吸收这部分能量[3]。为了解决这个固有问题，文献[1]在周波变换器采用基于自然换流的相位角控制方案，通过换流重叠现象将漏感中的能量释放掉或回馈给输入电源。但该方案只能适用于瞬时值电流控制系统。
图2双向电压源高频链逆变器
电流源高频链逆变器基于Flyback变换器的拓扑结构[4－6，也是由高频逆变器、高频变压器和周波变换器三部分组成。其高频变压器不仅能实现电隔离和电压增益调整功能，而且能存储能量。故可以省去输出滤波电感，并解决了电压源高频链逆变器的电压过冲问题。因此，电流源高频链逆变器具有紧凑的拓扑结构、简单的控制方案和良好的动态性能。然而，文献[4]提出的逆变器拓扑结构中，变压器的结构复杂，需要两个副边绕组，而每个副边绕组只工作半个工频周期，绕组的利用率低。另外，电流源高频链逆变器工作于电流断续模式，导致较高的电流、电压应力和通态损耗。
图3所示为全桥电流源高频链逆变器，由全桥高频逆变器、高频变压器和周波变换器三部分组成。该方案比文献[4]中的电路拓扑结构具有更简单的高频变压器结构和更低的开关电压应力。本文阐述了其基本工作原理、控制方案和简要设计，仿真结果和样机实验结果验证了本文的结论。
图3全桥电流源高频链逆器的拓扑结构
2．1工作原理
图4所示为全桥电流源高频链逆变器的电路波形示意图，其中负载为感性负载（功率因数为cosφ）,逆变器工作于电流断续模式。该逆变器基于Flyback变换器拓扑结构。其高频变压器不仅能实现电隔离和电压益调整功能，而且能存储能量。周波变换器中的开关S5、S6通常工作在工频，只有当负载向电源回馈能量时才工作于高频。但在电压源高频链逆变器中的开关器件始终工作于高频。因此该方案可以解决电压源高频链逆变器固有的电压过冲问题，并降低了周波变换器的开关损耗。其高频变压器只有一个副边绕组，结构比文献[4]中的简单，提高了绕组的利用率。
图4逆变器的主要电路波形
图5四象限工作分析
该逆变器具有四象限工作能力，在每个象限均为一个Flyback变换器。当输出电压和电流同向时，逆变器工作在第Ⅰ和Ⅲ象限，相应的电路拓扑结构如图5（a）和(c)所示，逆变器功率流向为从输入到输出。当输出电压和电流异向时，逆变器工作在第Ⅱ和第Ⅳ象限,相应的电路拓扑结构如图5(b)和(d)所示,负载向电源回馈能量。因此，电流源高频链逆变器能双向传输功率，能适用于许多应用场合。
2．2控制方案
逆变器的控制方案采用瞬时值电压反馈控制方案。图6所示为控制电路的框图，其中Usy为基准电压的同步方波，Ue为误差电压，UF为输出电压U0的反馈电压。
如上所述，每一个工作模式的电路拓扑结构都为工作于电流断续模式下的Flyback变换器。因此，该逆变器属于单极点系统，就很容易设计串联反馈补偿器[5]。
图6控制电路框图
2．3简要设计
假设：
（1）电路处于稳态；
（2）fsf0,其中fs为逆变器开关频率,f0为输出电压频率;
（3）高频变压器工作于线性区;
（4）输出电压u0=U0sinωt,输出电流i0=I0sin(ωt－)；
（5）电感性负载,功率因数为cosφ。
根据能量守恒定律，当输出电压u0和输出电流I0同向时，有下式成立：
ηEin=Eout(1)
其中Ein和Eout分别为一个周期内逆变器的输入和输出能量，η为逆变器的效率。
输入能量Ein为：
(2)
其中D为开关S1，3的占空比，Ts为开关周期。
根据以上假设，在一个开关周期内，输出电压和电流可视为不变。于是，输出能量Eou为：
其中P0为逆变器的输出功率。于是式（1）可写为：
η(DTsUin)2/2L1=2TsP0sinωtsin(ωt－)(4)
所以，开关S1，3的占空比函数为：
(5)
同理可得，其它开关的占空比变化函数。
因此，开关S1，3的最大占容比Dmax为:
(6)
假设输入电压Uin=48V,开关周期Ts=20μs,输出功率P0=400W,Dmax=0.5,逆变器效率η=85％,那么高频变压器的原边电感L1为:
L1=ηTsD2maxU2in/4P0=6.1μH(7)
3仿真和实验结果
图7所示为该逆变器的计算机仿真结果。它证实了上述对逆变器的分析结果。PSPICE仿真程序参见附录。
图7逆变器的仿真波形
实验样机的技术参数如下：
输入电压：48V；
输入电压：220V/50Hz；
输出功率：400W；
开关频率：50kHz
实验样机采用的器件参数：
高频变压器：
磁心：TDKPC30
原边：3匝，w=1mm铜线四股并绕
副边:21匝,w=0.5mm铜线双股并绕
S1－4:IRF150,D1－4:FED30JP
S5－6:IXGH25N100A,D5,6:U8100
C0:4.2μf/220VAC
图8为样机带电阻负载时高频变压器原边绕组的端电压uL1波形。图9为样机带180VA电感性负载（功率因数为0.7）时输出波形。这些波形和仿真结果不仅肯定了本文中的分析结果，而且表明实验样机能双向传输功率。
图8高频变压器初级电压uL1
20V/div,时间：5ms/div
图9逆变器带电感性负载时输出波形
u0:200V/div，i0:1A/div,时间：5ms/div
图10所示为当样机从0％－100％全载切换时，样机输出电压和电流的动态响应波形。从图中可得，动态响应时间小于1ms。这表明通过采用瞬时值电压反馈方案，样机具有良好的动态响应。
图10负载从0％－100％切换时逆变器的动态响应
u0:200V/div,i0;2A/div,时间：5ms/div
图11所示为样机带计算机负载时输出电压和电流的波形。这表明实验样机具有带非线性负载的能力。
图11逆变器带计算机负载时的输出响应
u0:200V/div,i0;2A/div,时间：5ms/div
4结论
本文介绍了全桥电流源高频链逆变器的工作原理、控制方案、设计、仿真和样机实验结果。仿真和实验结果表明该逆变器具有下述优点：紧凑的拓扑结构、双向功率传输、简单控制方案、良好的动态响应和非线性负载能力。与文献[4]的方案相比，其高频变压器结构更简单，开关器件的电压应力更低。
然而，由于电流源高频链逆变器工作于电流断续模式，将导致较高的开关电流应力和通态损耗。另外，由于全部变换能量必须存储在磁心中，故逆变器的输出功率将受到磁心的限制。因此，单台电流源高频链逆变器不适用于大功率场合。
综上所述，在小功率场合电流源高频链逆变器的性能要优于电压源高频链逆变器，而在大功率场合可以考虑采用多机并联技术进行扩容，以克服其不足之处。
参考文献
1M.Matsui,etc.,“High－frequencylinkDC/ACconverterwithsuppressedvoltageclampcircuits－naturallycommutatedphaseanglecontrolwithselfturn－offdevices”,IEEETransactionIndustryApplication,vol.32,no.2,pp.293－300,1996.
2I.Yamato,etc.,“NewconversionsystemforUPSusinghighfrequencylink”,IEEEPESC.89,pp.658－663.
3I.Yamato,etc.,“HighfrequencylinkDC－ACconverterforUPSwithanewvoltageclamper”,IEEEPESC'90,pp.749－756.
4M.Huang,etc.,“Novelcurrentmodebi－directionalhigh－frequencylinkDC/ACconverterforUPS,”IEEEPESC'98,pp.1867－1871.
5黄敏超，“高频链逆变技术的研究”.浙江大学博士论文，1998。
6黄敏超等，“全桥双向电流高频链逆变器”.《电力电子技术》，1999年第33卷第一期，pp.5－7,1999.
附录
＊.ThePSPICEsimulationprogramofthefull－bridgecurrentmodeinverter！
Vin1048V
V＋105015V
V－010615V
Vr1000SIN(01050000)
Vsyn＋1030PULSE(015010E－910E－910E－320E－3)
Vsyn－1040PULSE(01510E－310E－910E－910E－320E－3)
VT11010PULSE(0.51309.9E－69.9E－6200E－9
20E－6)
VT21020PULSE(－0.5－1309.9E－69.9E－6200E－
920E－6)
L1349uH
L265441uH
K12L1L20.99
CO704uF
RL7555150
LZ5550637mic=－1A
R1120.001
R28010K
R378301K
R43104.7
C41040.01u
S123130SW
S224240SW
S340130SW
S430240SW
S557550SW
S660660SW
.modelSWvswitch(ron=.001von=4);
＊ipsp＊
D132DF
D242DF
D304DF
D403DF
D575DF
D606DF
R5511220
C5116220p
MODELDFD()
XA313210510633TL084
R1C83220K
R2C1003120K
R3C3234100K
C1C3433470p
R4C33355K
R5C35010K
XA14142105106430LM319
R11C354110K
R12C1014210K
R13C1054310K
R14C43131K
S1C4301040SWC
XA25152105106530LM319
R21C355210K
R22C1025110K
R23C1055310K
R24C53241K
S2C5301030SWC
XB616210510663TL084
R6C336210K
R7C06110K
R8C6263100K
XB57172105106730LM319
R16C637210K
R17C1027110K
R18C1057310K
R19C73551K
SB1C7301030SWC
SB2C551051030SWC
XB68182105106830LM319
R26C638110K
R27C1018210K
R28C1058310K
R29C83661K
SB3C8301040SWC
SB4C661051040SWC
·model'SWCvswitch(ron=.1von=5);＊ipsp＊
·LIBF:/PSPICE5/LINEAR.LIB
·four50V(7,0);＊ipsp＊
＊·four50kv(7,0);＊ipsp＊
·tran/op.1000u.0400uic;＊ipsp＊
·probev(7)i(RL)v(3,4)v(6,5)v(100)v(33)v(13)v(55)v(66)
i(li);＊ipsp＊
·optionsitl4=40;＊ipsp＊
·END
作者简介
 |
黄敏超1972年生于浙江绍兴，1998年于浙江大学获博士学位，留校任教，现于杭州伊博电源股份有限公司工作，从事高功率密度电源产品的研究和开发工作。 收稿日期：1999.6.30 定稿日期：1999.12.1 |
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